1 引言

在設計你的變換器前，你必須首先選擇電路拓撲。因為其它所有電路元件設計，像元件選擇，磁芯設計，閉環(huán)補償?shù)鹊榷既Q于拓撲。所以在設計開始之前，你得首先仔細研究所要開發(fā)的電源的要求和技術規(guī)范：輸入、輸出電壓，輸出功率、輸出紋波、電磁兼容要求等等，以保證選擇適當?shù)耐負洹?/p>

在電力電子技術教科書和開關電源書籍中只是概要地介紹幾個基本的拓撲，分別說明這些拓撲工作的基本概念，輸出與輸入關系，和對元器件基本要求等等，而很少或沒有指出該拓撲的長處和短處以及相應的應用場合。而在有關文獻中討論的拓撲就非常多，單就諧振變換器拓撲就有數(shù)百種。在如此眾多的拓撲中，實際看到經常在產品中使用的拓撲只有大約14種。為何有如此巨大差距？一個很重要的因素是作為電源商品，成本(軍品另當別論)和質量作為第一目標。因此，選擇的電路拓撲應當考慮到電路復雜性和是否成熟，該拓撲可能使用的元器件定額和是否易購，制造是否需要高級技術人員、特殊的測試設備、元器件是否嚴格篩選等等，應當從整個電源產品效率、體積、成本以及技術條件和規(guī)范綜合因素考慮。因此盡管眾多研究者為了提高電源效率，減少體積研究如何減少開關損耗，提高開關頻率，提出如此多的拓撲，發(fā)明者申請了大量專利。這些拓撲和專利在理論上是有價值的，并存在應用的可能性，軟開關PWM和有源箝位等技術都是從研究諧振，準諧振變換器發(fā)展而來的。這些新拓撲和專利在某一方面提出了新的途徑和方法，但也會帶來某些方面的不足，作者和申請者不可能面面俱到。理論上先進就能做出最好產品，這是天真的想法。理論研究始終是探索性的，始終走在生產的前面；而產品是該領域研究最充分，經過若干因素折衷的實踐產物。這也是理論研究與生產實際的差別。同時也是專利與生產力的距離。專利往往只是一個好主意（good idea），只是在某一方面有獨創(chuàng)性，是否能轉變?yōu)楫a品那就是另一回事。如果為了將效率提高1％，而使得成本提高10％，這是任何廠商不愿意做的。因此很少專利轉變?yōu)樯a力就不足為奇了。但是在體積、重量要求嚴格而批量小的軍品則另當別論。

決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。圖2.1示出了常用隔離的拓撲相對適用的電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出電壓路數(shù)，輸出電壓調節(jié)范圍等有關。一般情況下，對于給定場合你可以應用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應用是絕對地適用，因為產品設計還有設計者對某種拓撲的經驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術人員要求、調試設備和人員素質、生產工藝設備、批量、軍品還是民品等等因素有關。因此要選擇最好的拓撲，必須熟悉每種拓撲的長處和短處以及拓撲的應用領域。如果隨便選擇一個拓撲，可能一開始就宣布新電源設計的失敗。

2 輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的Buck，Boost共地變換器。這些電路結構簡單，元器件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出需要與輸入隔離。

在選擇拓撲之前，你首先應當知道輸入電壓變化范圍內，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓？例如，Buck變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的場合，所以，輸出電壓應當在任何時候都應當?shù)陀谳斎腚妷?。如果你要求輸?4V，輸出15V，就可以采用Buck拓撲；但是輸入24V是從8V～80V(MIL－STD－704A），你就不能使用Buck變換器，因為Buck變換器不能將8V變換成15V。如果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用Boost拓撲。

如果輸出電壓與輸入電壓比太大（或太小）是有限制的，例如輸入400V，要求輸出48V還是采用Buck變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒有超出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調節(jié)合適的占空比。達到較好的性能價格比。

3 開關頻率和占空比的實際限制

3.1.開關頻率

在設計變換器時，首先要選擇開關頻率。提高頻率的主要目的是減少電源的體積和重量。而占電源體積和重量最大的是磁性元件?，F(xiàn)代開關電源中磁性元器件占開關電源的體積（20%～30%），重量（30%～40%），損耗20%～30%。根據(jù)電磁感應定律有

式中U－變壓器施加的電壓；N－線圈匝數(shù)；A－磁芯截面積；ΔB－磁通密度變化量；f－變壓器工作頻率。

在頻率較低時，ΔB受磁性材料飽和限制。由上式可見，當U一定時，要使得磁芯體積減少，匝數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開關電源出現(xiàn)以來無數(shù)科技工作者主要研究課題。

但是能否無限制提高開關電源頻率？非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為

式中η－不同材料的系數(shù)；f－工作頻率；Bm－工作磁感應幅值。α和β分別為大于1的頻率和磁感應損耗指數(shù)。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應Bm使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大，效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越差，大功率磁芯也限制開關頻率。

其次，功率器件開關損耗限制。以Buck變換器為例來說明開關損耗。圖2.2是典型的電流連續(xù)Buck變換器功率管電流電壓波形圖?？梢钥吹?，晶體管開通時，集電極電流上升到最大值時集電極電壓才開始下降。關斷時，集電極電壓首先上升到最大值集電極電流才開始下降。假定電壓、電流上升和下降都是線性的。可以得到開關損耗為

如果電流斷續(xù)，只有關斷損耗，開關損耗為

可見，開關損耗與頻率、開關時間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開關損耗少一半，但應當注意，在同樣輸出功率時，功率管電流至少是電流連續(xù)時的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導通壓降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通過軟開關技術可以減少開關損耗，但請注意，軟開關總是利用LC諧振，諧振電流（或電壓）很大，諧振電流通過晶體管、電感L和電容C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率1～2％，但電路復雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時甚至得不償失。目前用MOSFET開關的電源，功率在5kW以下，工作頻率一般在200kHz以下。BJT最高達50kHz 。3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用MOSFET與IGBT（BJT）組合管最高也不超過100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大功率管需要更長的開關時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開關時電流升降速率也增加了開關時間?？梢?，變換功率越大，允許開關頻率越低。

如果你聽說他的開關電源工作頻率可達幾個MHz，你得問問他的變換功率有多大？

3.2占空度

開關變換器的變換比（輸出電壓與輸入電壓比）太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比（開關導通時間與開關周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于0.5?？傊ㄓ肞WM控制IC芯片通常不保證占空比能大于0.85；有些芯片在合理的工作頻率下，也不保證占空比在0.05以下能以較小的損耗快速驅動MOSFET的柵極。

例如，開關頻率為250kHz，周期為4μs，如果占空比是0.1，MOSFET的導通時間僅為0.4μs，要是MOSFET的開通時間為0.1μs，關斷時間也為0.1μs，幾乎大部分導通時間被過渡時間“吃”掉了，損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制IC和高電流柵極驅動等等，只要不將占空比設計在最小0.1和最大0.8（對于0.5限制度變換器為0.45）之外，那就不必擔心。

如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級與次級導線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級與次級匝比最大為10:1,最小為1:10。要是你需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓電路提升電壓。

4 幾個輸出？

緊接占空比的問題是多少輸出。例如，如果不是1個輸出，Buck是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調節(jié)器得到另一個電壓，實際的例子是用Buck變換器產生5V輸出，再由線性調節(jié)器（或另一個開關）從5V輸入產生一個3.3V輸出。但相關的瞬態(tài)、噪聲、損耗應滿足要求。

最壞的情況下，設計多個獨立的變換器，而不是采用復雜的許多線圈的磁元件。在開始設計之前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制IC，但可能花幾十塊錢做那個復雜的多線圈磁元件。在設計之前，首先應權衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

5 隔離

在設計前預先要知道次級與初級是否需要隔離。如輸入由電網或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范（以及EMI問題）需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有500V交流耐壓要求。你知道安全要求后，有些拓撲，像沒有隔離的Buck,Boost等等將排除在外。

6 EMI

在設計開始時就要想到EMI問題，不要等到設計好了再考慮EMI。有些拓撲可能有許多成功地避免EMI問題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因為在系統(tǒng)中不涉及到第三根導線，如單獨用電池供電，就沒有共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就容易濾波。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就容易濾波。

作者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續(xù)的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元件。

7 BJT，MOSFET還是IGBT?

拓撲選擇與所能用的功率器件有關。就目前可以買到的功率器件有雙極型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。雙極型管的電壓定額可超過1.5kV，常用1kV以下，電流從幾mA到數(shù)百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,電流數(shù)A到數(shù)百A；IGBT電壓定額在500V以上，可達數(shù)kV，電流數(shù)十A到數(shù)kA。

不同的器件具有不同的驅動要求：雙極型晶體管是電流驅動，大功率高壓管的電流增益低，常用于單開關拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇MOSFET。

理由之一是成本。如果產品產量大，雙極性管仍然比MOSFET便宜。但是使用雙極型功率管就意味著開關頻率比MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算？你得仔細研究研究成本。

高輸入電壓（380V）時，或推挽拓撲加上瞬態(tài)電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為難，如果采用雙極型管，你可以買到1500V雙極型管，而目前能買到MOSFET最大電壓為1000V，導通電阻比BJT大。當然，你可能考慮用IGBT，遺憾的是IGBT驅動雖然像MOSFET，而它的開關速度與雙極型管相似，有嚴重的拖尾問題。

可見，低壓（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（數(shù)百瓦）開關頻率數(shù)百kHz。IGBT定額一般在500V以上，電流數(shù)十A以上，主要應用于調速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。工作頻率最高可達30kHz，通常在20kHz左右。因為導通壓降大，不用于100V以下。

為了提高IGBT或BJT的開關速度，也可將MOSFET與BJT或IGBT組合成復合管。圖2.3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT與50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相380V整流電感濾波輸入（510V）雙端正激3kW通信電源中。導通時首先驅動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極輸入電流，或因MOSFET導通漏極電壓下降，BJT發(fā)射結正偏，產生基極電流，導致集電極電流，通過比例驅動電路形成正反饋，使得BJT飽和導通。當關斷時，首先關斷MOSFET，發(fā)射結反偏，使得BJT迅速關斷。共基極頻率特性是共射極的β倍。提高了關斷速度。低壓MOSFET導通電阻只有mΩ數(shù)量級，導通損耗很小。實際電路工作頻率為50kHz。

MOSFET與IGBT并聯(lián)也是利用MOSFET的開關特性。要達到這一目的，應當這樣設計MOSFET和IGBT的驅動：開通時，PWM信號可同時或首先驅動MOSFET導通，后導通IGBT。IGBT零電壓導通。關斷時，先關斷IGBT，IGBT是零電壓關斷；在經過一定延遲關斷MOSFET。MOSFET承擔開關損耗；在導通期間，高壓MOSFET導通壓降大于IGBT，大部分電流流過IGBT，讓IGBT承擔導通損耗。這種組合實際例子工作頻率50kHz，3kW半橋拓撲。

8 連續(xù)還是斷續(xù)

電感(包括反激變壓器)電流（安匝）連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感電流在周期的某些時刻電流為零。電流（安匝）連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負載電流ILmin（包括假負載），在周期的任何時刻電感都應當有電流流通。即

其中T－開關周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶體管導通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續(xù)模式。

在實際電源設計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續(xù)，在這種情況下，有時設置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問題，應當仔細設計反饋補償網絡。

同步整流是一個例外。變換器應用同步整流總是連續(xù)模式，沒有最小電感要求。

9 同步整流

在現(xiàn)今許多低輸出電壓應用場合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點來說，比較貴的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機時間很長，將花費更多的電費。

如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術。即輸出整流采用MOSFET。當今可買到許多IC驅動芯片既能驅動場效應管，也能很好驅動同步整流器。

采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續(xù)模式工作的變換器轉變?yōu)殡娏鬟B續(xù)工作模式。這是因為即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通（因為MOSFET可以在兩個方向導通）。運用同步整流，解除了你對模式改變的擔心（模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定）和保證連續(xù)的最小電感要求。

同步整流一個問題這里值得提一下。主開關管在同步整流導通前關斷，反之亦然。如果忽略了這樣處理，將產生穿通現(xiàn)象，即輸入（或輸出）電壓將直接對地短路，而造成很高的損耗和可能導致失效。在兩個MOSFET關斷時間，電感電流還在流。通常，MOSFET體二極管不應當流過電流，因為這個二極管恢復時間很長。如假定MOSFET截止時體二極管流過電流，當體二極管恢復時，它在反向恢復起短路作用，所以一旦輸入（或輸出）到地通路，發(fā)生穿通，就可能導致變換器失效，如圖2.4（b）所示。解決這個問題可用一個肖特基二極管與MOSFET的體二極管并聯(lián)，讓它在場效應管截止時流過電流。（因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部電流，體二極管的反向恢復時間與關斷前正向電流有關，所以這時可以忽略）

10 電壓型與電流型控制

開關電源設計要預先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個控制問題。幾乎每個拓撲都可以采用兩者之一。電流型控制可以逐個周期限制電流，過流保護也變得容易實現(xiàn)。同時對推挽或全橋變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果電流很大，電流型需要檢測電阻（損耗很大功率）或互感器（花費很多錢）檢測電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是，如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應當考慮選擇那一種更好。

11 結論

最好你在設計一個電源之前，應當預先知道你的電源工作的系統(tǒng)。詳細了解此系統(tǒng)對電源的要求和限制。對系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設計時間。

實際操作時，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據(jù)成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據(jù)以上各種考慮選擇拓撲：

1. 升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓？如果不是，你就不能采用Buck或Buck/Boost.

2. 占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于5嗎？如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它不要太大和太小。

3. 需要多少組輸出電壓？如果大于1,除非增加后續(xù)調節(jié)器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太多，建議最好采用幾個變換器。

4. 是否需要隔離？多少電壓？隔離需要變壓器。

5.EMI要求是什么？如果要求嚴格，建議不要采用像Buck一類輸入電流斷續(xù)的拓撲，而選擇電流連續(xù)工作模式。

6. 成本是極其重要嗎？小功率高壓可以選擇BJT。如果輸入電壓高于500V，可考慮選擇IGBT。反之，采用MOSFET。

7. 是否要求電源空載？如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問題8。也可加假負載。

8. 能采用同步整流？這可使得變換器電流連續(xù)，而與負載無關。

9. 輸出電流是否很大？如果是，應采用電壓型，而不是電流型。

12 拓撲選擇

現(xiàn)在從拓撲一般性討論到特定拓撲，假定你熟悉Buck類變換器，如圖2.5所示。用它代替這一類拓撲，集中在每種拓撲實際的困難，并圍繞這些困難解決的可能性。集中在能預先選擇最好拓撲,使你不至于花費很多時間設計和調試。

a. Buck變換器

限制

如一般考慮指出的，還要給Buck拓撲預先增加有許多限制

1.雖然一個Buck變換器概念上很清楚沒有變壓器，只有一個電感，這意味不可能具有輸入與輸出隔離。

2. Buck僅能降低輸入電壓，如果輸入小于要求的輸出，變換器不能作

3. Buck僅有一個輸出。如果你要由5V變?yōu)?.3V，這是好的。但除非愿意加第二個后繼調節(jié)器，像線性穩(wěn)壓器，你可以看到在許多多路輸出時這樣應用的。

4.雖然Buck可以工作在連續(xù)和斷續(xù)，但輸入電流總是斷續(xù)的。這意味著在晶體管截止的部分開關周期輸入電流下降到零。這使得輸入EMI濾波比其它拓撲需要的大。

柵極驅動困難

Buck的驅動十分麻煩。麻煩在于導通一個N－溝道MOSFET，柵極電壓至少要5V,或許大于輸入電壓10V（邏輯電路輸出分別為1V和5V）。但是你如何產生一個電壓高于輸入呢？這個問題最容易的方法應用P－溝道MOSFET，它正好能被柵極到地的信號驅動導通。遺憾的是P溝道MOSFET通常導通電阻RDS比N溝道大，而且價格貴。此外輸入電壓必須小于20V，以避免擊穿柵極，應用場合受到限制。實際這樣采用P溝道MOSFET：用一個下拉電阻，你通常得不到有效導通柵極的足夠的開關速度，最終你再實驗室折騰了幾天之后還是采用N溝道MOSFET。

除了很低輸入電壓變換器，Buck變換器總是采用N溝道MOSFET。

驅動柵極普遍的方法是用一個柵極驅動隔離變壓器將柵極與驅動隔離開來（圖2.6）

隔離變壓器輸入端的電容避免當輸入邊高電平時的直流分量。次級電容和二極管恢復電壓單向性－否則在初級12V輸入，在次級成了±6V驅動。柵極電阻總是必須的（參看以后的討論），而柵－源電阻是放電通路：如果柵極由于某種原因停止開關，柵極最終截止。

實際應用：選擇柵極驅動的兩個電容至少大于柵極電容－記住此電容構成一個帶有電容的驅動器，因此你可以得到90%的驅動電壓。

雖然此驅動電路相當便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因為變壓器需要復位時間。

用一個獨立的電源，例如用推挽變換器產生一個相對于MOSFET源極的直流電壓，允許極快驅動柵極（圖2.7）。如果推挽變換器的電源是穩(wěn)壓的，它不需要閉環(huán)，固定占空度即可。你可以用一個驅動IC芯片，實現(xiàn)快速驅動MOSFET。但此電路還有些貴（你可以用一個555定時器形成50%占空度）。

你還需要一個信號浮動系統(tǒng)控制柵極。信號傳輸不應當有較大傳輸延遲，不要用像4N48這樣慢速光耦。為避免另外的變壓器，即使很高輸入電壓光耦HCPL2601系列有很好的傳輸特性，因為它具有優(yōu)良的dV/dt定額。

b.反激變換器

類型

凡是在開關管截止時間向負載輸出能量的統(tǒng)稱為反激變換器。有兩類反激變換器－不隔離（圖2.8）和隔離（圖2.9）反激變換器。為了避免名稱上的混淆，我們來說明其工作原理。

我們以一定占空度導通反激變換器的開關，當開關導通時，輸入電壓加在電感上，使得電流斜坡上升，在電感中存儲能量。當開關斷開時，電感電流流經二極管并向輸出電容以及負載供電。

隔離的反激工作原理基本相似。在開關導通時間，能量存儲在變壓器的初級電感中。注意同名端‘·’端，我們看到當開關截止時，漏極電壓上升到輸入電壓，引起次級對地電壓上升，這迫使二極管導通，提供輸出電流到負載和電容充電。

非隔離反激－Boost或Buck/Boost－只有一個輸出（沒有方法使它多于一個），輸出與輸入不隔離。并且Boost輸出不能低于輸入電壓－即使您完全關斷開關管，輸出等于輸入電壓（減去二極管壓降）。而Buck/Boost僅可輸出負壓（圖2.10）。換句話說，反激僅可作為一個單線圈電感處理。

如果變壓器有多個次級線圈，隔離反激可有多個輸出。而且所有輸出之間以及初級相互隔離的。而且，只要調節(jié)初級與各次級匝比，輸出可以做成任意大小,變壓器是一個多線圈磁元件。

連續(xù)和斷續(xù)

兩類反激變換器都可以工作在電流連續(xù)和斷續(xù)。盡管一般反激能夠沒有死負載下空載運行。（在空載時，開關一直關斷，直到電容自放電降低電壓時才導通，給出一個單脈沖，所謂‘脈沖跳躍’模式）。對于空載模式，變換器工作在斷續(xù)模式，如前所說，最好不改變模式，否則閉環(huán)穩(wěn)定困難。大多數(shù)小功率，要求快速相應的反激變換器工作在斷續(xù)模式。

電容限制

當反激晶體管截止時，存儲在初級電感中的能量從次級線圈釋放出來。因為次級沒有濾波電感，全部峰值電流直接流入電容。在較高功率水平時，很難找到足夠處理這個紋波電流定額的電容。應當記住：你必須計算電容是否能處理的有效值電流。作為例子，如果是5V輸出電壓，10A（這大約是反激的最大電流，看下面），在此功率水平下，占空度是0.5。變壓器在周期一半的期間要傳輸整個周期50W功率（因為占空度是0.50）。所以在二極管導通時間傳輸?shù)碾娏骷颖叮ㄟB續(xù)），次級有效值電流為

這樣極高的電流需要許多鋁或鉭電容并聯(lián)，除非運用昂貴的多層疊層電容。反激變換器輸出故障主要是由于電容失效引起的。

功率限制

反激變換器通?？梢暂敵鲎畲蠊β试诘洼斎腚妷簳r大約在50W左右（有時或許有人告訴你他能制造出500W反激變換器，但是他從不告訴你在生產線上做出來）。在任何情況下，功率輸出反比于電感量，要得到大輸出功率需要較小的電感量（在磁元件中討論）。此時你在合理的頻率得到高達50W輸出，電感是很?。〝?shù)值上幾乎和雜散電感同數(shù)量級）；這幾乎不可能設計出如意的產品。例如磁芯銷售商導線稍微變化，將引起電感變化足以使你得不到最大功率輸出。

低電壓輸入，限制反激設計少于50W；而高電壓輸入大些。

輸出數(shù)量的實際限制

當然，對于所有變換器，多組線圈繞制困難。但是，對于一個隔離的反激變換器此困難是至關重要的。每個輸出的電壓調節(jié)與每個線圈的漏感有關，因為漏感減少了傳輸?shù)捷敵龅碾妷?。所以要得到很好的輸出公差，漏感要小到可以忽略（幾乎不可能，因為有氣隙），或每個單元相同，使他們可以補償?shù)?。如果你想繞多線圈來控制所有線圈的漏感幾乎是不可能的。按照設計者話說，反激變換器“反激比正激變換器便宜，因為它不需要電感”。不幸的是在生產以后,銷售商的線圈離開磁元件公司，同時從此以后沒有人能繞這種能使電路正常工作的變壓器。

如果你需要3~4個輸出，請不要采用反激變換器拓撲。采用正激變換器總規(guī)要便宜些。

c. 升壓和降壓

圖2.10雖然輸出可以大于或小于輸入電壓，但輸出是負壓。圖2.11所示電路是一個降壓－升壓電路輸出是正壓。是升還是將取決于輸出電壓高于還是低于輸入電壓，它們之間的轉換時自動區(qū)分成的，沒有間隔。

在Buck-Boost變換器中，兩個開關同時導通，并同時關斷。現(xiàn)在考慮第一種情況，輸入電壓高于輸出電壓。上部晶體管作為Buck開關（參看圖2.5），陽極接地二極管作為續(xù)流二極管。因為下部晶體管與上部晶體管同時導通，整個輸入電壓加在電感上，電流斜坡上升。當兩個開關截止時，陽極接地二極管導通，另一個二極管正激導通。作為Buck變換器。

第二種情況假定輸入電壓低于輸出電壓。接地晶體管現(xiàn)在作為升壓開關，第二個二極管作為反激整流器。再者，兩個開關同時導通，當導通時全部輸入電壓加在電感上。按照前面說明：在兩種情況下，不管Buck還是Boost，整個輸入電壓加在電感上。但這意味著對于兩種模式相同的控制電路，而且變換器不在兩種模式之間轉換。所以，環(huán)路穩(wěn)定性也是一目了然。

可見Buck –Boost綜合了Buck和Boost變換器。作為Buck變換器，它沒有輸入－輸出隔離，而且僅有一個輸出。作為一個Boost，有一個最大實際輸出功率。而且最終除非你用兩個MOSFET代替兩個（肖特基）二極管做成同步整流，否則效率比較低。但是要達到同步整流需要四個輸出的驅動（或許一個全橋PWM IC）。還有工作在整個輸入電壓范圍和控制這個拓撲的IC的出現(xiàn)使Buck-Boost拓撲可能有吸引力。

d. 正激變換器

正激變換器(圖2.12)工作完全不同于電路相似的反激變換器。關鍵在于晶體管導通時，輸入電壓加在變壓器初級，輸出二極管正偏導通；而反激當晶體管截止時，二極管導通。因此能量不像反激那樣存儲在初級電感中。變壓器是真正意義上的變壓器。當晶體管截止時，僅存儲在變壓器漏感和激磁電感能量。這將使得漏極電壓高于輸入電壓，復位磁芯。

最小負載

正激變換器是那種需要一個最小負載的變換器。濾波電感需要足夠大，以保證它的峰值紋波電流小于最小負載電流。否則將出現(xiàn)斷續(xù)，輸出電壓上升，峰值檢測。這意味著正激變換器不能工作在空載狀態(tài)，因為不能具有無限大電感。

隨直流偏置變化的電感，像Mpp磁芯是一個最好的選擇。電感量隨電流增加而減少。在最小負載時，你得到的電感較大，保持電流連續(xù)，而在最大負載時，你仍然具有足夠的電感，而又不太大。你允許紋波電流隨著負載電流增加而增加，以至于不必設計的電感體積大維持最大負載的全部電感。但是應當注意閉環(huán)的穩(wěn)定性。因為變化的電感造成傳遞函數(shù)嚴重的非線性。

對付最小負載普通方法是加一個假負載永久接在輸出端，作為變換器的一部分。因此，即使外負載為零，因為有一個維持最小功率的電阻，變換器可維持連續(xù)狀態(tài)。當然這在外負載電流大于最小電流時消耗了一部分功率。

當實際負載增加時，可切斷假負載。通常，導致振蕩：假負載斷開，引起變換器進入斷續(xù)，又引起假負載接入；而變換器連續(xù)，引起假負載斷開，如此等等。假負載引起效率降低與采用大電感成本比較是否合算？

激磁電感

不像反激變換器用初級電感存儲能量，正激實際上是寄生激磁電感。當電流流過初級時，有能量存儲在激磁電感中LmI2/2和漏感中。當晶體管關斷時，此能量要有去處。最簡單的方法，你把它引到RC網路，要么引到晶體管本身，讓它擊穿。習慣的做法在變壓器上用一個附加線圈恢復能量?；蛴靡粋€晶體管和電容構成有源箝位。不管如何恢復能量，這是令人討厭的事，并降低了效率。最好的方法是盡量漏感和增加激磁電感。

但是，變壓器設計時為盡量增加磁通密度擺幅，減少剩磁影響給磁芯加很小氣隙，這是與增大激磁電感使矛盾的。應當在兩者之間折衷。

總結

因為正激變壓器不存儲能量，它不存在反激功率水平限制問題。它也具有一個電感，與輸出電容一起平滑電流。正激可直接構成500W或更大功率。該拓撲主要限制仍然是是否可買到達功率MOSFET。增加功率轉化為增加電流，并最終MOSFET損耗太大。此時，采用更多MOSFET分擔負載電流。高輸入電壓時可采用雙端正激，還可以輸出交錯并聯(lián)。

e. 推挽（半橋，全橋）

推挽變換器拓撲如圖2.13和2.14所示。有兩類推挽變換器：電流型和電壓型。注意到它們之間的差別主要在于電流型輸入需要一個額外的電感（有時很大），但是不要輸出電感。而電壓型輸入沒有大電感，輸出必須有濾波電感。

推挽兩只晶體管接地，而半橋不是。雖然上面提到有IC能驅動同步整流高端晶體管，但它們仍稍低于最大電源電壓。因為推挽和半橋是兩個晶體管，它們功率水平比單管高，常常意味著輸入電壓也高。驅動半橋要產生分離的浮動柵極驅動，這時而推挽肯定優(yōu)越的。

電壓型

電壓型推挽變換器如圖2.13所示。兩個晶體管加在帶有中心抽頭的變壓器上，它們相互相差180°交替導通。這并不意味著每次導通時間各占周期的50%，即兩個晶體管具有相同的占空比。

如果圖2.14中晶體管T1導通，T2關斷。注意到變壓器“·”這一端輸入電壓加在變壓器半邊，所以加在截止晶體管漏極上的電壓為2×Ui。晶體管T1導通，則正電壓加在二極管D1上而導通，二極管D2截止。另一個晶體管鏡像工作，兩晶體管導通時間相同。如果Ui在開關周期內是常數(shù)，加在變壓器上伏秒總和為零，且磁芯對稱于零變化。

這個變換器最大的問題是晶體管電壓定額高，至少是輸入最大電壓Ui的兩倍。如果由120V電網整流的輸入供電，并電容濾波，峰值直流電壓為170V，晶體管至少需要2×170V＝340V。實際上，電網是非?！绑a臟”的地方，因此至少需要500V以上的晶體管。高電壓定額意味著導通電阻RDson高，所以損耗高于希望值。萬一，浪涌電壓高于200V，這將損壞晶體管。

另一個潛在問題是在兩個晶體管轉換應有一個時間－死區(qū)時間。否則兩個晶體管由于關斷延遲而造成同時導通，變壓器將被短路，且電流將迅速增大，僅是漏感限制此電流－這通常造成晶體管失誤。其次晶體管必須導通相同時間，否則變壓器正負伏秒不平衡－磁偏移而飽和。實際中，采用電流控制型可避免伏秒不平衡而造成的飽和。

電流型

電流型推挽變換器可以避免電網電壓十分敏感在電流型推挽中排除了。因為在輸入電壓和變壓器之間有一個電感?，F(xiàn)在當晶體管導通時，變壓器電流由電感電流控制，如圖2.14所示。這種安排偏移偏移兩晶體管同時導通電感儲能，一個晶體管導通輸出能量。變壓器類似互感器工作。

這個變換器的不足之處是增加了一個電感。因為此電感必須通過變換器流，并提供足夠的感抗，在開關周期像一個電流源，做得很大（費錢）降低了變換器功率水平。

變壓器利用率

應當看到，上面討論的拓撲（反激，正激和Buck/Boost）僅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升到最大值，再返回到零，決不會達到負值。推挽利用磁性好些，因為磁芯磁通密度在正負兩個方向，這與單晶體管比較相同功率水平減少了磁芯尺寸。

f. 諧振變換器和軟開關變換器

上世紀90年代至今，你可以看到很多文獻討論，每個都想采用它。目前這種時尚像流行歌曲已經過去了。如果你真有耐心，或許你花幾個星期乃至幾個月去折騰一個諧振變換器。

與之相反，研究軟開關花費心思較少，且似乎更實際些，許多諧振變換器實際上是軟開關變換器。軟開關的另一個名稱是準諧振變換器。

諧振和軟開關變換器之間的差別

諧振變換器功率（電壓或電流）波形式正弦的。這通過電感和電容諧振來完成的，電容通常是寄生參數(shù)。當電壓或電流過零時開關，以保證幾乎沒有損耗的開關過渡。諧振變換器主要專利應用在高頻變換器中，這里開關損耗勝過開關的導通損耗。但是因為開關過渡取決于諧振網絡的頻率，實際變換器開關頻率是變化的，有時變化很大，與電網電壓和負載有關。

軟開關變換器介于諧振變換器和PWM變換器之間。所討論的任何拓撲適當加些元件都可做成軟開關。軟開關變換器總是恒定頻率工作，像PWM變換器，但是在開關周期的一部分諧振，以至于開關幾乎無損過渡。

為何你不必采用諧振變換器

諧振變換器有許多問題。這些問題中至少有一個是開關頻率隨負載變化。事實上，這些變換器一般最低工作頻率發(fā)生在最大負載時，所以EMI濾波設計是最困難的也是低頻最大電流負載。這樣變換器，包括EMI設計工作在內，通過高頻減少體積的優(yōu)點喪失了。如果以后有人關于諧振變換器可以達到100W/in3,你得問問他的功率密度是否包括噪聲濾波器。

另外，因為雜散電容作為諧振網絡一部分，更嚴重的問題發(fā)生了。由于器件之間參數(shù)分散性，這些決策幾乎不能工作。即使相同型號的器件由于來自不同的制造廠也存在差別。這些不同直接影響了工作頻率，從而影響輸出電容、EMI濾波等等。這些器件如增加外部電容并聯(lián)，使得寄生電容的改變相對不重要。遺憾的是這種方法增加了諧振網絡的周期，因此原先希望工作在高頻的愿望破壞了。

為什么你應當采用軟開關變換器？

與諧振變換器相反，軟開關變換器工作在固定頻率，使得濾波要求非常明確。軟開關諧振電容外接。因此裝置與裝置之間性能可以再現(xiàn)。圖2.15示出了一個熟悉的標準的軟開關正激變換器，波形如右。

開始，晶體管導通，漏極電壓為零。當晶體管關斷時，變壓器初級電感與外加電容（與MOSFET源極－漏極電容并聯(lián)，但外部電容設計的遠大于MOSFET電容）形成振蕩回路。在完成振鈴半周期以后，磁芯復位。L和C值決定振鈴頻率，以及磁芯復位伏秒要求決定振鈴電壓多高。在半周期振鈴完成以后，因為現(xiàn)在沒有能量存儲在變壓器中，漏極電壓保持在輸入電壓。在晶體管再次導通前，一直保持這種狀態(tài)。

這種變換器與諧振變換器主要區(qū)別是仍然保持脈寬調制，晶體管以恒頻開關。當然，電容和電感仍然要小心選擇。如果它們太大，（半）周期將超過開關周期，且磁芯不能復位。如果他們太小，在一個很短的時間內得到磁芯復位的伏秒，漏極電壓太高。雖然如此，在變換器能正常工作范圍內，雜散元件可以較大范圍變化。

可以開看到，當晶體管導通時，電容能量消耗在MOSFET中。如果電容足夠小，這可能不太壞。例如，如果電容是100pF,輸入電壓是50V，開關頻率是500kHz，僅由于電容引起的損耗為

當然，盡管有時可以借用PWM芯片設計成同步整流，軟開關變換器不足之處是明顯缺乏控制它們的IC芯片?；蛟S將來軟開關控制IC成為普遍應用－那時，軟開關將成為最好的選擇。

g. 復合變換器

任何兩級（在理論上可以更多）變換器串聯(lián)組成復合變換器。與兩級級聯(lián)變換器（例如PFC＋C/DC變換器）區(qū)別是整個兩級串聯(lián)變換器系統(tǒng)僅用一個控制回路。例如，復合變換器可能由前級Buck，由160V直流輸入，后繼推挽電路（圖1.16所示）與之串連。Buck閉環(huán)產生近似固定電壓（如50V），例如推挽以固定周期降壓產生5V輸出。閉環(huán)檢測5V輸出電壓，用誤差信號控制Buck占空度。雖然推挽工作在開環(huán)(因為它以固定占空度開關)，但實際上推挽級等效為控制環(huán)路中的一個增益單元（在圖2.13中增益為1/10，即－20dB。）

在兩級電路中，兩個變換器的有些元件可以分享，就是這個例子中Buck變換器的輸出濾波電容也是推挽變換器的輸入電容。可以想象，在有些電路中，電感可以分享。和諧振和軟開關變換器一樣，有大量變換器組合成復合變換器。不再一一列舉。

何時采用復合變換器

從以上的例子可以看到，當你要大幅度降壓或升壓時，復合變換器是很有用的。如上所述，PWM能得到的占空度以及你試圖得到變壓器變比有實際限制的。如果你需要電壓變化超過可能的限制，復合變換器大大擴展了可用的變換范圍。

當你需要十分大的變換比（輸入與輸出電壓比），又要求輸入輸出隔離時，可以采用復合變換器。對于困難的設計是兩條綜合在一起，但是通過分離功能，你可以使他們很容易。例如，讓前級變換器完成電壓變換，而后級變換器完成隔離，或許用1：1變壓器。因為第二級變換器總是工作在相同輸入電壓和相同輸出電壓，它的元件在這個狀態(tài)最佳，且效率最高。的確，這種復合變換器比單級變換器更有效，因為避免了同時解決大變換比和隔離的變壓器困難。