隨著衛(wèi)星通導技術應用場所的不斷擴大，動態(tài)與衛(wèi)星實現(xiàn)信號交換的愿望日益增加，相位可調的天線陣列通過改變移相器使得波束方向隨時對準衛(wèi)星實現(xiàn)信號互換。數(shù)字移相器是相控陣天線射頻前端的核心器件，整個天線陣列依靠移相器來完成波束掃描，其相移精度和響應速度等指標的好壞直接影響整個鏈路性能。在相控陣天線陣列中需要成百上千的 T / R 組件，所以對 T / R 組件進行標準化、模塊化設計就要求移相器還要具有尺寸小、重量輕、精度高、成本低的特點。

國外對數(shù)字移相器的研究開展較早，由于設備先進，工藝成熟，主要采用單片微波集成電路（ mon- olithic microwave integrated circuit，MMIC） 技術進行研究。中國早期對混合集成電路形式的微波數(shù)字移相器研究較多，但現(xiàn)在國內各研究所也已經著手設計出各波段 MMIC 移相器，但其電路性能和指標有待繼續(xù)優(yōu)化?，F(xiàn)首先闡述移相原理，根據仿真經驗得出一種增加短支截提高相移平坦度的開關線改進方法，然后設計一款適用于衛(wèi)星通信的數(shù)字移相器，預期指標是在 1. 995 ～ 2. 185 GHz 頻段里，中心頻點處相移差低于 ± 1°，插損低于 3 dB，駐波比優(yōu)于 1. 5，尺寸小于30 mm × 30 mm。

1基本原理

1.1 移相器基本原理

數(shù)字移相器常由微波控制器件、微帶線或集 總元件構成。通過變換微波控制器件的偏壓，使 得信號在兩狀態(tài)下走過的相對路徑不同才出現(xiàn)了相位差。PIN 開關插損低、速度快、尺寸小、不受溫度影響，常用在射頻電路設計中。因此將使用 PIN二極管作為開關，完整電路是 6 個相移單元依次連接組成，不同相移單元均可產生一個預期相位。利用切換每個移相電路中開關的控制電壓，相移器實現(xiàn)在 0° ～ 360° 周期內，步進為 5. 6°，可達到 26 = 64 個不同的相位。該移相器整體結構如圖 1 所示。

圖 1 移相器整體結構圖

1.2 移相單元拓撲結構介紹

微波移相電路是采用切換開關器件的電壓使其通斷，以實現(xiàn)信號相位變化的。電路中電抗串接或并接在微帶線上均會使相位發(fā)生變化，因此有較多的移相電路種類。但結合現(xiàn)實生產與需求后，滿足設計要求的電路種類范圍縮小。常用在設計中的有如下類型： 開關網絡型、加載線型、反射型、集總元件型等。由于考慮移相器精度、尺寸、插損等指標因素，僅列舉了加載線型、高低通濾波器型與開關線型拓撲結構。

（ 1） 負載線型拓撲是通過切換開關的導通與截止兩種狀態(tài)，對傳輸微帶上串或并入不同大小的電 抗來實現(xiàn)相位改變的。加載線拓撲在產生小相位 中，拓撲簡便、損耗低、駐波比優(yōu)良、精度高，所以5. 6°、11. 2°、22. 5°移相位采用此電路結構，圖2（ a） 、圖 2（ b） 分別給出加載線型移相器的電路結構和等效模型。

圖 2 加載線型移相單元拓撲

開關的通斷不同狀態(tài)使得主微帶線上加入兩個并聯(lián)電納 jB1 和 jB2 ，此時兩態(tài)可看作電長度為 φ1與 φ2 的傳輸線，則所需相移為 Δφ = φ1 － φ2 。若想要電路得到較好的匹配，要求各短截線的電納引起的反射在相移電路的輸入口相互抵消。所以主線的電長度采用 θ = π/2，可令 B1 和 B2 互為共扼?？傻玫?B1 與 B2 的表達式如下： 其中 Y=1S/50是系統(tǒng)標準導納。

（ 2） 對于大于 45 ° 的度數(shù)來說常利用開關線型拓撲實現(xiàn)相移。雖說其結構簡單，但在指定頻率中，相移量會隨著頻率的偏移而偏離中心，很難在整個頻帶內達到所要求的相移，因此文中介紹了如圖 3 （ a） 所示的混合型高低通濾波器實現(xiàn)移相。此設計避免了電感過多引起的尺寸增大以及其他寄生效應對移相器的移相精度的影響。

圖 3 大相位移相單元拓撲

下面分別給出了 T 型與 π 型高通網絡電抗元件電感 L 和電容 C 與相移量的函數(shù)，Z0 = 50 Ω。

式中： Δφ 為所需相移量; ω 為角頻率。

經過計算與優(yōu)化后發(fā)現(xiàn)高低通濾波器中集總元件的數(shù)值無法精確到小數(shù)點后兩位，在實際生產中難以得到，所以在利用加載線移相電路的原理對傳統(tǒng)的開關線型移相單元進行改進，在主路上面并聯(lián)多條四分之一波長的短支截來調整移相單元的駐波與平坦度，其原理圖如圖 3（ b） 所示： 此改進型開關線移相電路使得兩通路的相位曲線的斜率相接近，從而達到提高平坦度的目的。短支截的長度寬度可在設計中設為變量，具體數(shù)值可在仿真中優(yōu)化得出。

2仿真設計

移相器主要設計指標為： 工作頻率為 1. 995 ～185 GHz，中心頻點處相移差低于 ± 1°，插損低于 3 dB，駐波比優(yōu)于 1. 5。設計中采用微波復合介質基板，介電常數(shù) εr = 16，介質板高 H = 0. 8 mm，采用四層板的設計方案，導體厚度 T = 50 μm，傳輸線特性阻抗為 50 Ω，計算出線寬為 0. 19 mm，傳輸線導體電導率 Cond = 5. 88 × 107 ，PIN 二極管選用 MACOM 公司生產的型號是 MA4P303-134，SP- DT（ 單刀雙擲開關） 采用 CEL 公司的 CG2179M2，該芯片插損較小，控制電路簡單，開關速度快，符合使用標準。

2.1 5. 6°、11. 2°、22. 5°仿真建模

由于 3 個移相單元的電路拓撲相同，只是加載短截線的長寬和主傳輸線的長度不同，因此只給出5. 6°移相器在 ADS 軟件中的仿真模型，如圖 4 （ a）所示。

圖 4 5. 6°移相單元仿真模型

依據原理圖設定 PIN 二極管導通與截止時信號的輸入、輸出端口分別為端口 1、2、3 和 4，此處只展示導通時仿真模型圖。加入偏置電路后仿真結果出現(xiàn) 偏差，所以利用 ADS 優(yōu)化功能后，主傳輸線長度與加載線的長度均有所變化，且主傳輸線并聯(lián)短支截提高 了相位平坦度。其模型如圖 4（ b） 所示： 其余兩個相位的參數(shù)可通過 Txline 計算結合仿真優(yōu)化后得出。

2.2 45°、90°和 180°仿真建模

由于 45°、90° 與 180° 相移單元拓撲結構相同，只是相對通路的長度不同，分別計算出相對通路的 長度值，給出改進型開關線實現(xiàn)大相位相移的仿真模型。為了節(jié)省篇幅，只給出 90° 建模仿真設計。傳統(tǒng)型與改進后 90°移相電路模型分別如圖 5 （ a） 、圖 5（ b） 所示。

圖 5 90°移相單元仿真模型

在仿真過程中發(fā)現(xiàn)，并聯(lián)一條短支截雖然改善了平坦度，但是對于本設計來說并不明顯，所以在多次改善仿真模型后，提出一種采用并聯(lián)多截短支截的方式來達到提高平坦度與改善駐波的目的。傳統(tǒng)型與改進型開關線仿真結果如圖 6 所示。

圖 6 仿真結果對比

圖 6 結果顯示，傳統(tǒng)開關線型結構高低頻相移差達到 8. 3°，而改進型開關線型結構高低頻相移差僅為 0. 3°，由此可見此改進型的開關線拓撲結構可顯著提升相位平坦度。

2.3 級聯(lián)仿真

仿真確定各移相單元采用的拓撲后，將六個移相單元級聯(lián)起來，對整體電路進行綜合仿真。級聯(lián)結果顯示，移相器級聯(lián)以后的性能受單個移相器駐波比的影響，因此設計與優(yōu)化時應取使電路駐波較好的數(shù)值，其次級聯(lián)時可按照中間駐波大、兩邊駐波小的原則放置各移相單元。將各移相單元打包后得到的二端口器件級聯(lián)起來，得到六位移相單元布局如圖 7 所示。

圖 7 級聯(lián)仿真模型

圖 7 中移相單元按駐波優(yōu)劣的順序依次為90°、22. 5°、45°、180°、5. 6°與 11. 2°。

3仿真結果分析

對仿真出來的六位移相器，要根據移相精度、駐波以及插損等指標對各部分再次進行優(yōu)化調整，參數(shù)與需求不符，先將單個移相單元繼續(xù)調整優(yōu)化，而后把仿真結果用于整體仿真，不斷調整使得性能滿足設計目標，仿真數(shù)據達到目標后就可以繪版圖加工，完成裝配調試。這樣才能使電路具有可靠性與實用性。其仿真結果如圖 8 所示。

由駐波與回波損耗換算公式如下：

式（ 8） 中： S11 為各端口的回波損耗。

可以得出，在 1. 995 ～ 2. 185 GHz 范圍中，級聯(lián)電路駐波優(yōu)于 1. 45，插損低于 1. 35 dB，且在中心頻率處相移偏差小于 ± 0. 6°，故該仿真結果符合設計要求。