1 引言

隨著現(xiàn)代通信領域中技術發(fā)展的突飛猛進，整機系統(tǒng)對模數(shù)轉換提出了更高的要求。例如軟件無線電系統(tǒng)，其中的關鍵問題就是模數(shù)轉換電路的高速（即高轉換速率或高采樣頻率）、高分辨率（即高轉換位數(shù)）等性能要求的實現(xiàn) 。在高速領域，現(xiàn)有的模數(shù)轉換以并行轉換為主，但是由于其電路規(guī)模隨著分辨率的提高而呈指數(shù)式的增長（即2N -1，N為轉換位數(shù)）以及由2N-1 個比較器的亞穩(wěn)態(tài) 和失配而引起的閃爍碼所造成的輸出不穩(wěn)定，很難實現(xiàn)8位以上的高分辨率，而且功耗和體積較大，難以滿足實際使用的要求 。針對并行模數(shù)轉換的局限，本文提出了一種采用分段量化和比特滑動技術的流水并行式模數(shù)轉換電路，較好地結合了并行式和逐次逼近比較式兩種模數(shù)轉換各自的長處，在保證高速工作的同時，可實現(xiàn)并行式難以實現(xiàn)的8位以上的高分辨率模數(shù)轉換，而且比現(xiàn)有的流水并行式模數(shù)轉換電路更進一步簡化結構、減少寄存器數(shù)量、降低功耗，更有利于集成化。

假設對任意波形信號在某一時刻采樣值 A0進行n位的二進制量化結果為： D1D2…Dn ，則A0可以表示為：A0=VR（D1+D-2+…+2-（n-1）Dn）+δn（1）其中，是A0經過 n位二進制量化后的量化誤差，D1 是A0與VR相比較的結果： D1=1 A0VR0A0VR將其適當變形后可得：A0=VRD1+VR（2-1+…+2-（n-1）Dn）+δn（2）

將（2）式中的2-1D 2移至等式的左邊，然后等式兩邊同時乘以2得：重復上述過程可得： A1=2（A0-VRD1）=VRD2+VR（2-1D3+…+2-（n-2）Dn）+22+δn（3）重復上述過程可得：A1=2（A0-VRD1）=VRD2+VR（2-1D4+…+2-（n-3）Dn）+22δnAn=2（An-1-VRDN）=2nδn（4）

其中，Di+1 是Ai與VR相比較的結果：Di+1=1AVR0AVR i=0，1，n-1（5）Ai+1=2（Ai-VRDi+1）（6）現(xiàn)再假設對A0進行 k位的二進制量化（2≤k？？？？？？ A0=VR（d1+2-1d2+…+2-（n-1）dk）+δk（7）

其中，δk是A0經過 k位二進制量化后的量化誤差，重復上述過程可得：A1=2（A0-VRD1）=VRD2+VR（2-1D4+…+2-（n-2）dk）+2δkAk=2（Ak-1-VRDN）=2kδk（8）

其中，di+1是與 VR相比較的結果（i=0，1，…， k-1。）。然后再設對Ak進行n -k位的二進制量化的結果為：dk+ 1dk+2…d n，則Ak又可以表示為： Ak=VR（d=+1+2-1dk+2+…+2-（n-2）dn）+δn

其中，是經過n-k位二進制量化后的量化誤差，重復上述過程可得：

Ak+1=2（Ak--VRdk+1）=VRD2+VR（2-1D4+…+2-（n-2）dk）+2δnAn=2（An-1-VRdn）=2（n-k） δn

其中，di+1 是與VR相比較的結果（i=k ，k+1…，n-1。）。

由（2）、（7）兩式可得，D 1和d1都是A0 與VR相比較的結果，因此有：d 1=D1。再由（3）、（8）兩式可得：。如此一直遞推下去，最后可得：d2= D2，，…，dn=D n，，。這樣就證明了對任意波形信號電壓A 0進行一次n位二進制量化和i次分段 ni位二進制量化（∑ni=n）是等效的，而且，其模擬余量A n也可以用于擴展模數(shù)轉換的量化比特數(shù)（即提高轉換的分辨率）。 因此，完全可以將模擬信號先經過位數(shù)較少的模數(shù)轉換電路進行粗轉換，然后將其模擬余量再送入多位高速并行模數(shù)轉換電路進行高速、高分辨率的模數(shù)轉換。

現(xiàn)有流水并行式模數(shù)轉換就是將延遲逐次比較式A/D轉換電路在時間上的串行工作轉化為單個模塊的流水式串行工作，對輸入信號進行粗轉換，然后再采用多位高速并行模數(shù)轉換電路對粗轉換的模擬余量進行高速、高分辨率的模數(shù)轉換。

在12位流水并行式模數(shù)轉換電路 中，轉換時間為：

t31c=t1c=t3ctCA+tSH（9）而與位數(shù) n無關。其中，t31C是整個模數(shù)轉換電路的轉換時間，t1C是8位并行模數(shù)轉換電路的轉換時間，t3C是流水式電路的轉換時間， tCA是流水式電路的比較單元CA的延遲時間， tSH是流水式電路的采樣保持單元SH的采樣保持時間。這種模數(shù)轉換電路由于受到tCA和tSH 的限制，轉換速率難以進一步提高。

為了提高轉換速率，就得設法減少t CA 或tSH，本文提出一種比特滑動流水并行模數(shù)轉換方法，將 12位流水并行式模數(shù)轉換電路中的采樣保持單元全部省去， 然后在CA1之前加上一個采樣保持單元SH，并且采樣保持單元SH及各個比較單元CA 1～CAn內部均采用超高速器件，其轉換原理如圖1所示。只要所設計的比較單元CA1～CAn 和采樣保持單元SH滿足以下條件：

tCA＜1/n*tSH（10）

則CA1～CAn 就能在SH保持時間內快速完成n位逐次比較。因而，轉換時間變?yōu)椋?/p>

T31C=T1C=T3CTSH（11）

而在tSH時間內與 tCA無關，從而可以提高轉換速率，并且節(jié)省了器件、減少了電路規(guī)模和功耗。至于n的大小可根據(jù)轉換速度和分辨率的要求、比較單元和采樣保持單元的延遲時間和器件成本等實際應用因素來設定，因而稱之為比特滑動。

比特滑動流水并行式模數(shù)轉換方法的轉換過程是，首先將輸入的模擬電壓Vi經過SH采樣保持為 A0，然后經過CA1～CAn 逐級比較，得到n位數(shù)字轉換結果，并送鎖存器DL，在時鐘控制下同時輸出D1～Dn 。最后，輸出模擬余量An到m位并行AD 轉換器，繼續(xù)進行轉換，并在時鐘控制下輸出m位數(shù)字輸出 Dn+1～Dn +m，從而完成n+m位高速高分辨率模數(shù)轉換。

采用如上所述原理，設計了一個4位比特滑動流水模數(shù)轉換電路，并進行了PSPICE仿真。其仿真電路系統(tǒng)如圖2所示。其中，比較單元CA由比較器MAX908和運算放大器AD8055組成，其內部電路結構如圖3所示， tCA達到8ns；采樣保持單元SH由模擬開關MAX4614和運算放大器AD8055 組成，其內部電路結構如圖4所示，tSH 達到100ns，是能克服美國AD公司采樣保持電路AD585缺陷且性能優(yōu)于AD585的新結構SH電路，新SH電路的捕捉時間t AC=40ns、孔徑時間tAP=10ns。以上這些都滿足（10）式的要求，因此，根據(jù)（11）式轉換時間 t3C可取100ns。

4位比特滑動流水模數(shù)轉換電路的時域仿真結果如圖5所示。其中，VI 為信號發(fā)生器輸出的2.5MHz正弦信號；AO 為采樣保持單元SH的輸出，由于采用了新結構，速度提高，開關泄漏減小，保持電壓的跌落變化率減小，精度提高； VO為4 位數(shù)模轉換器的模擬輸出。圖5的仿真結果表明，本文提出的比特滑動流水模數(shù)轉換電路工作正常，線性化程度較好，只要按照圖1所示電路接入m位并行AD轉換器（ t1C為50ns），就能構成4+m位模數(shù)轉換器。

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