近年來(lái)， D類音頻功率放大器憑借其效率高，功耗低等優(yōu)點(diǎn)， 已成為MP3、移動(dòng)電話等便攜式音頻系統(tǒng)的首選解決方案。而振蕩器是D類音頻放大器的重要組成部分， 振蕩器對(duì)放大器的音質(zhì)、芯片效率、電磁干擾等指標(biāo)有著重要的影響。為此， 本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于D類功放的電流控制振蕩器電路。該模塊基于電流模式， 主要實(shí)現(xiàn)兩個(gè)功能： 一是提供幅度與電源電壓成正比的三角波信號(hào)； 二是提供頻率幾乎與電源電壓無(wú)關(guān)的方波信號(hào)， 該方波信號(hào)的占空比為50%。

1 電流模式振蕩器原理

振蕩器的工作原理是通過(guò)MOS開關(guān)管來(lái)控制電流源對(duì)電容的充放電以產(chǎn)生三角波信號(hào)。傳統(tǒng)的基于電流模式的振蕩器結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

圖1 電流控制振蕩器的原理結(jié)構(gòu)

圖1中， R1、R2、R3、R4通過(guò)對(duì)電源電壓的分壓來(lái)產(chǎn)生閾值電壓VH、VL和參考電壓Vref。參考電壓再通過(guò)放大器OPA與MN1構(gòu)成的LDO結(jié)構(gòu)來(lái)產(chǎn)生與電源電壓成正比的參考電流Iref。因此有：

本系統(tǒng)中的MP1、MP2、MP3可構(gòu)成鏡像電流源， 以產(chǎn)生充電電流IB1。而MP1、MP2、MN2、MN3組成的鏡像電流源則產(chǎn)生放電電流IB2。假設(shè)MP1、MP2、MP3寬長(zhǎng)比相等， MN2、MN3的寬長(zhǎng)比相等。則有：

振蕩器工作時(shí)， 在充電階段t1時(shí)， CLK=1，MP3管以恒定電流IB1對(duì)電容充電， 此后A點(diǎn)電壓線性上升， 當(dāng)A點(diǎn)電壓大于VH時(shí)， cmp1輸出端電壓翻轉(zhuǎn)為零。邏輯控制模塊主要由RS觸發(fā)器組成， 當(dāng)cmp1輸出為0時(shí)， 輸出端CLK翻轉(zhuǎn)為低電平， CLK為高電平。振蕩器進(jìn)入放電階段t2， 此時(shí)電容C開始以恒定電流IB2放電， 使A點(diǎn)的電壓下降。當(dāng)電壓下降到小于VL時(shí)， cmp2的輸出電壓變?yōu)?。RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)， CLK變?yōu)楦唠娖剑?CLK變?yōu)榈碗娖剑?從而完成一個(gè)周期的充放電過(guò)程。由于IB1和IB2相等， 所以， 電容的充電和放電時(shí)間相等， A點(diǎn)三角波的上升沿斜率與下降沿斜率的絕對(duì)值相等， 因此， CLK信號(hào)為占空比50%的方波信號(hào)。

該振蕩器的輸出頻率與電源電壓無(wú)關(guān)， 而三角波的幅度則與電源電壓成正比。

2 振蕩器電路的實(shí)現(xiàn)

本文設(shè)計(jì)的振蕩器電路實(shí)現(xiàn)如圖2所示。該電路分為閾值電壓產(chǎn)生電路， 充放電電流產(chǎn)生電路和邏輯控制電路三個(gè)部分。

圖2 振蕩器的具體實(shí)現(xiàn)電路

2.1 閾值電壓產(chǎn)生部

閾值電壓產(chǎn)生部分可由MN1和四個(gè)阻值相等的分壓電阻R1、R2、R3和R4來(lái)構(gòu)成。MOS管MN1在此作為開關(guān)管。無(wú)音頻信號(hào)輸入時(shí)， 芯片將CTRL端置為低電平， VH、VL均為0V， 振蕩器停止工作， 以降低芯片的靜態(tài)功耗。有信號(hào)輸入時(shí)， CTRL為低電平， VH=3Vdd/4， VL=Vdd/4。由于比較器工作的高頻狀態(tài)下， 如果B點(diǎn)和C點(diǎn)直接與比較器輸入端相連， 則可能會(huì)通過(guò)MOS管的寄生電容對(duì)閾值電壓產(chǎn)生電磁干擾。故本電路將B點(diǎn)和C點(diǎn)與緩沖器相連。電路仿真表明， 使用緩沖器可以有效隔離電磁干擾， 穩(wěn)定閾值電壓。

2.2 充放電電流的產(chǎn)生

與電源電壓成正比的電流可由OPA、MN2和R5產(chǎn)生。由于OPA的增益很高， 因此， Vref與V5之間的電壓差可以忽略不計(jì)。

由于存在溝道調(diào)制效應(yīng)， MP11和MN10的電流會(huì)受到源漏電壓的影響， 因此， 對(duì)電容的充放電電流不再與電源電壓呈線性關(guān)系。本設(shè)計(jì)中，電流鏡采用cascode結(jié)構(gòu)可以穩(wěn)定MP11和MN10的源漏電壓， 降低對(duì)電源電壓的敏感程度。從交流角度看， cascode結(jié)構(gòu)提高了電流源（層） 的輸出電阻， 減小了輸出（ 入） 電流的誤差。MN3、MN4、MP5 用于為MP12 提供偏置電壓。MP8、MP10、MN6則可為MN9提供偏置電壓。

2.3 邏輯控制部分

觸發(fā)器的輸出CLK和CLK為相位相反的方波信號(hào)， 可用來(lái)控制MP13、MN11與MP14、MN12的開啟和關(guān)斷。MP14和MN11作為開關(guān)管， 其作用相當(dāng)于圖1中的SW1和SW2。MN12和MP13作為輔助管， 其主要作用是減小充放電電流的毛刺，消除三角波的尖沖現(xiàn)象。尖沖現(xiàn)象主要是由于MOS管狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)的溝道電荷注入效應(yīng)所引起的。

假設(shè)去除MN12和MP13， CLK從0跳變到1時(shí)，MP14由導(dǎo)通到關(guān)閉狀態(tài)， 同時(shí)迫使MP11和MP12組成的電流源瞬間內(nèi)從飽和區(qū)進(jìn)入深線性區(qū)， 并使MP11、MP12、MP13的溝道電荷在極短的時(shí)間內(nèi)抽出， 而這將引起很大的毛刺電流， 從而使A點(diǎn)出現(xiàn)尖沖電壓。與此同時(shí)， MN11由關(guān)斷狀態(tài)跳轉(zhuǎn)到導(dǎo)通狀態(tài)， MN10和MN9組成的電流層從深線性區(qū)轉(zhuǎn)到飽和區(qū)， 這三個(gè)管子的溝道電容短時(shí)間內(nèi)充電， 同樣會(huì)引起大的毛刺電流和尖沖電壓。同樣， 若去除輔助管MN12， 那么， CLK跳變時(shí)， MN11、MN10、MN9也會(huì)產(chǎn)生大的毛刺電流與尖沖電壓。

雖然MP13與MP14寬長(zhǎng)比相同， 但柵極電平相反， 因此， MP13與MP14交替導(dǎo)通。MP13對(duì)消除尖沖電壓主要起兩個(gè)作用。一是保證MP11、MP12在整個(gè)周期內(nèi)都工作在飽和區(qū)， 以保證電流的連續(xù)性， 避免由電流鏡所引起的尖沖電壓；二是使MP13、MP14構(gòu)成互補(bǔ)管。這樣， 在CLK電壓變化瞬間， 一個(gè)管子的溝道電容充電， 同時(shí)另外一個(gè)管子的溝道電容放電， 正負(fù)電荷相互抵消， 從而大大減小毛刺電流。同理， MN12的引入也會(huì)起到相同的作用。

2.4 修調(diào)技術(shù)的應(yīng)用

在不同的晶片之間， 不同批次的MOS管的參數(shù)會(huì)有所不同。在不同的工藝角下， MOS管的氧化層厚度to也會(huì)有差別， 相應(yīng)的Cox也會(huì)隨之變化， 從而引起充放電電流大小發(fā)生偏移， 使振蕩器的輸出頻率發(fā)生變化。在集成電路設(shè)計(jì)中， 修調(diào)技術(shù)主要是針對(duì)電阻、電阻網(wǎng)絡(luò)（或電容網(wǎng)絡(luò)）進(jìn)行修調(diào)。采用不同的修調(diào)技術(shù)可增大或減小阻值（或容值）， 從而設(shè)計(jì)不同的電阻網(wǎng)絡(luò)（或電容網(wǎng)絡(luò)）。

充 放電電流IB1和IB2主要由電流Iref決定。而Iref=Vdd/2R5。因此， 本設(shè)計(jì)選擇對(duì)電阻R5進(jìn)行修調(diào)，修調(diào)網(wǎng)絡(luò)如圖3所示， 圖中， 所有電阻阻值均相等。本設(shè)計(jì)中， 電阻R5的阻值為45kΩ。R5由十個(gè)阻值為4.5kΩ的小電阻串聯(lián)。將A、B兩點(diǎn)之間的金屬絲熔斷可將R5的阻值提高2.5%， 而將B，C之間的金屬絲熔斷可將電阻提高1.25%， 將A、B和B、C之間的熔絲都熔斷， 則可將阻值提高3.75%。這種修調(diào)技術(shù)的缺點(diǎn)是只能將電阻值調(diào)大， 而不能調(diào)小。

圖3 電阻修調(diào)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

3 仿真結(jié)果分析

本設(shè)計(jì)可在CSMC公司的0.5μmCMOS工藝上實(shí)現(xiàn)， 并可利用Spectre工具對(duì)振蕩器進(jìn)行仿真。

3.1 互補(bǔ)開關(guān)管對(duì)三角波的改善

圖4所示是互補(bǔ)開關(guān)管對(duì)三角波的改善示意圖。由圖4可見， 本設(shè)計(jì)中MP13和MN12的波形在斜率變化時(shí)沒有明顯的尖峰， 而且在添加輔助管后， 其波形尖沖現(xiàn)象基本消失。

圖4 互補(bǔ)開關(guān)管對(duì)三角波的改善波形

3.2 電源電壓和溫度的影響

圖5所示是電壓和溫度對(duì)頻率的影響曲線。

從圖5可以看出， 電源電壓從3V變化到5V時(shí)， 其振蕩器的頻率變化為1.86%； 當(dāng)溫度從-40℃變化到120℃時(shí)， 振蕩器頻率變化了1.93%?？梢娫跍囟群碗娫措妷鹤兓秶艽髸r(shí)， 該振蕩器的輸出頻率仍可保持穩(wěn)定， 故可保證芯片的正常工作。

圖5 電壓和溫度對(duì)頻率的影響曲線

4 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于D類音頻功放的電流控制振蕩器。在典型情況下， 該振蕩器可以輸出頻率為250kHz的方波和三角波信號(hào)。而且在溫度和電源電壓變化范圍較大時(shí)， 振蕩器的輸出頻率仍然可以保持穩(wěn)定。此外， 通過(guò)增加互補(bǔ)開關(guān)管， 還可以去除尖沖電壓。而通過(guò)引入電阻網(wǎng)絡(luò)修調(diào)技術(shù)， 則可在有工藝偏差情況下得到精確的輸出頻率。目前， 該振蕩器已經(jīng)應(yīng)用于一款D類音頻放大器中。